高速设计学习-干货！高速串行Serdes均衡之FFE

干货！高速串行Serdes均衡之FFE 

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2019-04-10 15:12

来源：EETOP论坛 及 公众号：不忘初心的模拟小牛牛

做者：131v1vv

本系列，准备把高速串行通讯中用到的均衡进行一个总结。这期先介绍发送端。

高速接口SerDes为实现芯片间信号的有线传输，须要完成数字到模拟的转化，通过通道传输后，再将模拟信号转回数字信号。并保证传输过程保持比较低的误码率。本期，结合信道的特性，咱们来了解一下SerDes的发送端TX的均衡原理。

SerDes的整个模型能够简单表示为图1所示。其中通过串化后的数字信号流，通过TX Driver转化为NRZ编码的波形发送到TX输出端，通过信道传输，被RX前端采样和比较，解码获得正确的数据。模型上就是从{dk}到y(t)的过程。

图1

其中数字信号表示为{dk}，这里为方便叙述，dk取值归一化为±1，分别表明逻辑“1”和“0”。其转化关系为是线性的。一样将TX输出y(t)归一化为±1的波形如图2。能够将TX的单位冲激响应Φ(t)看作是一个窗函数rect，也就是一个零阶保持器（Zero-order Hold，ZOH）。Tx Driver就经过ZOH完成了离散信号到连续信号的转换。

如图2，通过ZOH连续化的NRZ编码信号，能够分解为1UI宽度的幅度为±1的脉冲信号了。

图2

从信号与系统中，咱们知道，知足采样定理的原始信号通过采样后，为了重建（reconstruction）原始信号，须要对采样信号在频域加理想窗函数rect。

如图3，rect和sinc函数是一对傅里叶变换对。频域窗函数rect其时域则是sinc函数。这种理想信号重建方式，实际上，比较难以实现。

ZOH做为最简单的离散信号连续化手段，其对应的频域是个sinc函数。能够看到，频域sinc函数衰减了高频成分，虽然没法彻底消除。但因其时域的实现方式简单容易，而普遍应用。

图3

在TX的信号转化模型中，咱们能够看到，将离散非周期信号{dk}转化为连续非周期信号y(t)，采用的是ZOH的零阶保持。对应的频谱从连续周期变化为连续非周期。这是由于表示ZOH的矩形窗函数rect在频域是连续非周期的sinc函数。过程如图4，也就是频域通过sinc函数整形。

图4

总结一下，就是TX发送端完成了离散数字信号的连续化。

对于必定的信道，随着SerDes的数据速率愈来愈高，数据传输到接收端时，已经比较难以分辨了，接收端会获得大量的错误数据。至于信道模型，基本都是等效为咱们先前聊过的传输线。图5给出几个不一样长度FR4板材的传输线特性，主要是插入损耗S21随频率的变化曲线。

图5

能够看到在设计的比较好的信道时，其损耗和频率的关系相对比较线性。信道对不一样频率成分的衰减量是不一致的。而实际信号的频率会比较丰富。这会致使信号有比较严重的码间干扰（后边具体说明）。

所以须要在接收端RX，采用不一样的均衡手段，来下降信道的低通频率特性的影响，但为应对更大的信道衰减，在更高的数据率下，也须要在发送端集成均衡方案。这种均衡方式常称为前馈均衡（Feed-Forward Equalization，FFE）。利用的是数字信号处理中最多见的有限长度冲激响应（Finite Impulse Response）滤波器。

那么对于SerDes的发送端均衡，咱们要考虑的FIR就必须具备高通特性，以此来提早补偿必定程度的信道损耗。

至于具体的FIR实现上，须要分析FIR的补偿量，阶数。同时综合考虑应用场景特性，发送端电路实现和用户的易用性等因素。图6给出了个简单的2阶3-tap结构的FIR例子。

图6

其中3个tap的系数就是设计参数，尽管咱们已经肯定须要FIR的频域特性是高通特性。但考虑到电路实现时（特别是功耗这一点上），就有两种不一样的FIR的两均衡方式，分别称之为预加剧（Pre-emphasis）和去加剧(De-emphasis)。其归一化频域特性和离散时域表达式如图7所示。

图7

看到预加剧和去加剧的典型区别是，在多档可调均衡量设计中，是否具备 恒定的最大输出摆幅 （也就是fixed peak swing）。好比说去加剧就是典型的fixed Vpk。而预加剧的最大输出幅度和加剧量相关。表现为图7中归一化奈奎斯特频率是否恒定。

加剧量的计算能够直观从图7表达式看到。DC频率幅度和奈奎斯特频率幅度比值取对数坐标便可。

能够这么理解，去加剧方式主要是下降中低频份量，保持高频份量恒定；而预加剧主要是保持低频恒定，增长中高频份量。给定图7所示系数 C0 =0.1, C2 =0.2，一个典型的去加剧和预加剧波形如图8所示。

图8

若是说发送端在无均衡模式下，只能看作1bit的D/A转化器，那么包含FFE均衡的发送端就是多bit的ADC了。在实际的实现过程当中，不管是电压型的SST结构和电流型的CML结构。均可以采用了多份叠加的实际思路，如图9的示意图。

图9

那么如今还剩下一个问题就是FIR的系数怎么肯定，为何c0和c2要取负值。回答这个问题前，咱们先了解下信道的脉冲响应。

如图10所示。10Gbps数据率下，对应图5不一样损耗的单位脉冲响应。能够看到随着损耗的增长，响应信号最大幅度逐渐减少，并表现出了愈来愈严重（幅度和持续时间）的“拖尾”，这就是咱们常说的码间干扰（ISI）。

图10

可见在须要长距离传输时（一般损耗量和长度正相关），为保持信号尽量的小的衰减，就须要使用更好材质的传输线，或更进一步使用光纤传输。

为了更形象的理解ISI的干扰做用，图11和图12给出了更进一步的说明。

图11是一个典型的信道输入信号的脉冲分解。这里脉冲初值给了0（对应实际的发送器输出为idle态，也就是共模）。以后是“ 1111101 ”的脉冲。将该输入送给图10中具备-14.4dB@5GHz的信道。

图11

图12是输出结果波形。信道一般是LTI系统，能够看到8个相隔为1UI=100ps的脉冲响应。还有一些叠加信号， 黄色 是仅前3个+脉冲的叠加结果， 蓝色 为前6个+脉冲的叠加， 红色 为前6个+脉冲加第7个-脉冲的叠加结果， 黑色 为所有8个脉冲的叠加结果。

图12

从图12比较明显地观察到，前6个+脉冲和第8个+脉冲的影响，致使第7个-脉冲的幅度裕量（和0电压比较）很小了。若是再加上噪声和其余干扰，比较容易致使RX端判断错误。下边量化一下ISI的影响。

图13给出-14.4dB@5GHz信道的脉冲响应，包括前标（pre_cursor）、主标（main_cursor）和后标（post_cursor）的具体量值。这些标量在计算通过信道后眼图的“眼高”时有重要指导意义。

好比图13中给出了出现最小眼高的Case。通常是在出现连续多个UI的逻辑“0”(或“1”)以后，紧接着出现逻辑“10”(或“01”)，或者相反的状况（图12例子）。

图13

须要注意的worst case眼高值y的计算公式。固然实际上眼高和数据密切相关，好比咱们在用PRBS7和PRBS15等进行仿真时，能够明显看到PRBS7的眼高就比PRBS15的更大一些。这里边就是由于PRBS7码型最多出现7个连续的逻辑“0”或者“1”。致使计算式中post_cursor的和偏小。worst case的“眼高”估计，是RX端设计的重要参考指标。

最后就是FIR系数计算方式，一种是迫零法（Zero Force），另外一种是最小均方偏差（Minimum Mean Square Error，MMSE）。

限于篇幅，这里给一个迫零法的简单说明。这里利用图13中给出的14.4dB的脉冲响应，计算一下实现图6和7中3-tap结构FIR。能够看到FIR系数的计算就是利用脉冲响应构成的矩阵运算，其中P是无先后标的理想脉冲响应[0 1 0]，归一化后能够获得系数的计算结果。

图14

MMSE不不强迫后标都是零值，而是使全部后标的总能量最小。是一种比迫零法更好的方法。

须要说明的是，在咱们FIR的实现中，能够只用Pre-cursor C0 ( C2 =0)或者Post_cursor C2 ( C0 =0)进行均衡加剧，也能够二者都用，区别表如今TX输出的幅度稳态值个数不一样。

最后再放一张包含了同时包含Pre-cursor去加剧和post-cursor去加剧量的发送端眼图。能够在图15的眼图上看到约6个稳态幅度量。分别表明了高中低等频率份量。

图15

到了最后仍是不得不说一下TX端均衡的局限性，最主要的就是发送器的均衡程度很难作好根据应用场景的自适应调节。通常都是 留一些可调整的档位供用户选择。但这不妨碍TX端的均衡可以进一步提升SerDes的过channel能力，提升串口的性能。总之，属于锦上添花的feature。返回搜狐，查看更多